公开了无反射低通、高通、带通以及带阻滤波器以及用于设计这种滤波器的方法。滤波器通过将频谱的阻带部分吸收而不是将其反射回到源而起作用,在许多不同的应用中上述具有明显的优势。
1.无反射电子滤波器,包括:对称的双端口电路,其中当两个端口分别以同相和180°异相驱动时,由偶数模式和奇数模式等效电路形成对称性;其中对称的双端口电路中的至少一个电路元件包括至少一个无损元件以及至少一个有损元件,所述至少一个无损元件以及至少一个有损元件设置为使得:偶数模式等效电路的标准化输入阻抗大体上等于奇数模式等效电路的标准化输入导纳;以及奇数模式等效电路的标准化输入阻抗基本上等于偶数模式等效电路的标准化输入导纳。
2.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中至少一个无损元件选自于由下述构成的组:电感器、电容器、谐振器、传输线、变容二极管、及其组合,其中至少一个有损元件选自于由下述构成的组:电阻器、变阻器、及其组合。
3.根据权利要求2所述的无反射电子滤波器,其中存在具有相同电感的若干电感器以及具有相同电容的若干电容器。
4.根据权利要求2所述的无反射电子滤波器,其中存在具有相同电阻的若干电阻器。
5.根据权利要求2所述的无反射电子滤波器,其中无反射电子滤波器是带通滤波器或带阻滤波器,其中存在具有第一电感和第二电感之一的若干电感器以及具有第一电容和第二电容之一的若干电容器。
6.根据权利要求2所述的无反射电子滤波器,其中无反射电子滤波器是低通滤波器或高通滤波器,以及 L = Z 0 ω p ]]> C = Y 0 ω p ]]>R=Z₀其中L是所有电感器的电感,C是所有电容器的电容,R是所有电阻的电阻,ω_p是弧度/秒的极点频率,Y₀为标准化导纳,以及Z₀是标准化阻抗。
7.根据权利要求2所述的无反射电子滤波器,其中无反射电子滤波器是具有第一极点和第二极点的带通滤波器或带阻滤波器,以及 L s = Z 0 ω s ]]> L x = Z 0 ω x ]]> C s = Y 0 ω s ]]> C x = Y 0 ω x ]]>R=Z₀其中电感器的电感为L_x和L_s之一,电容器的电容是C_x和C_s之一,电阻器的电阻为R,Y₀为标准化导纳,Z₀是标准化阻抗,以及ω_s=ω_p,2-ω_p,1 ω x = ω p , 1 ω p , 2 ω p , 2 - ω p , 1 ]]>其中ω_p,1和ω_p,2分别是第一和第二极点频率。
8.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中至少一个电路元件是可调谐的。
9.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中无反射电子滤波器选自于包括下述的滤波器组:低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器以及带阻滤波器。
10.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中无反射电子滤波器选自于包括下述的滤波器组:双带滤波器和多带滤波器。
11.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,还包括:在对称的双端口电路每一侧中的至少一个节点;以及在对称的双端口电路每一侧中的节点之间的至少一个元件。
12.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,还包括保持电路对称性以及偶数模式和奇数模式等效电路的对偶性的附加的电路元件。
13.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中无反射电子滤波器选自于由下述构成的组:一阶滤波器、二阶滤波器和高阶滤波器。
14.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中对称的双端口电路的两侧的每一侧包括:端口节点;第一内部节点;第二内部节点;将端口节点连接到对称线上节点的第一种类型的无损元件;将端口节点连接到第一内部节点的第二种类型的无损元件;将第一内部节点接地的第一种类型的无损元件;将第一内部节点连接到第二内部节点的有损元件;将第二内部节点接地的第二种类型的无损元件;以及在第二内部节点和对称线上节点之间的直接连接。
15.根据权利要求14所述的无反射电子滤波器,其中有损元件是电阻器。
16.根据权利要求14所述的无反射电子滤波器,其中第一种类型的无损元件是电感器,以及其中第二种类型的无损元件是电容器。
17.根据权利要求14所述的无反射电子滤波器,其中第一种类型的无损元件是电容器,以及其中第二种类型的无损元件是电感器。
18.根据权利要求14所述的无反射电子滤波器,其中第一种类型的无损元件是并联的电感器和电容器,以及其中第二种类型的无损元件是串联的电感器和电容器。
19.根据权利要求14所述的无反射电子滤波器,其中第一种类型的无损元件是串联的电感器和电容器,以及其中第二种类型的无损元件是并联的电感器和电容器。
20.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中若干无反射电子滤波器级联。
21.根据权利要求20所述的无反射电子滤波器,其中级联的无反射电子滤波器包括极点,极点是重合或分散之一。
22.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中无反射电子滤波器可缩放或变换。
23.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中电路元件选自于由下述构成的组:集总元件的等效传输线和集总元件的等效晶体管电路。
24.根据权利要求23所述的无反射电子滤波器,其中晶体管是场效应晶体管、双极晶体管、CMOS晶体管或BiCMOS晶体管的至少之一。
25.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中至少一个电路元件选自于由下述构成的组:二极管和隧道结。
26.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中电路元件的物理介质是同轴电缆、波导、电线引线、以及表面贴装之一。
27.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中至少一个电路元件选自于由下述构成的组:单片集成和超导体。
28.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中无反射电子滤波器与附加的无反射电子滤波器、放大器、混频器、探测器、和/或传统滤波器的至少之一级联。
29.根据权利要求1所述的无反射电子滤波器,其中无反射电子滤波器可用于增益模块、可调谐滤波器、滤波器库、多路复用器、增频变频器、降频变频器、发射器、接收器、收发器和信号源的至少之一内。
30.设计无反射电子滤波器的方法,包括下述步骤:提供对称的双端口电路,其中当两个端口分别以同相和180°异相驱动时,由偶数模式等效电路和奇数模式等效电路形成对称性;限制所述对称的双端口电路,从而使得偶数模式等效电路的标准化输入阻抗基本上等于奇数模式等效电路的标准化输入导纳;以及奇数模式等效电路的标准化输入阻抗基本上等于偶数模式等效电路的标准化输入导纳。
31.根据权利要求30所述的方法,还包括:将偶数模式等效电路拓扑结构限制为包括高通、低通、带通、带阻、双带以及多带的滤波器组的其中之一,其中一个端口终止;将奇数模式等效电路拓扑结构限制为偶数模式等效电路拓扑结构的对偶结构;调整偶数模式等效电路和奇数模式等效电路拓扑结构,以满足对称条件,同时保持电路的特性;以及调整电路元件的值,以便满足对称性和对偶条件。
32.根据权利要求31所述的方法,其中调整偶数模式等效电路和奇数模式等效电路拓扑结构包括下述的至少之一:在偶数模式等效电路中在电路节点和对称线之间加入元件;将奇数模式等效电路中的电路元件的接地在绝对接地和虚拟接地之一和绝对接地和虚拟接地的另一个之间改变;改变串联元件的阶数;将偶数模式等效电路中的电路节点连接到对称线;以及在奇数模式等效电路中在绝对接地和虚拟接地之间增加一个元件。
33.根据权利要求30所述的方法,还包括在电路节点和对称线上的节点之间增加一个新的元件。
34.根据权利要求30所述的方法,还包括增加附加元件,以便保持电路对称性以及偶数模式和奇数模式等效电路的对偶性。
35.根据权利要求30所述的方法,还包括给电路元件的至少之一分配值以便在所需位置形成至少一个传输极点。
36.根据权利要求30所述的方法,还包括将多个无反射电子滤波器级联。
37.根据权利要求36所述的方法,还包括将级联的无反射电子滤波器的极点位置设置为重合和分散之一。
38.根据权利要求30所述的方法,还包括选择很接近无反射电子滤波器拓扑结构中的至少一个电路元件的电路特性的物理组件。
39.根据权利要求38所述的方法,其中物理组件是集总元件、传输线、晶体管、同轴电缆、波导、电线引线、以及表面贴装其中之一。
40.根据权利要求38所述的方法,其中至少一个物理组件选自于由下述构成的组:单片集成和超导体。相关申请的参考本申请要求于2009年2月9日提交的题为“无反射滤波器”的美国临时申请No.61/150,868的优先权号,由此其全部内容明确结合于此作为参考。
背景技术
1.技术领域本发明涉及电子滤波器及其使用方法。具体而言,本发明涉及无反射电子滤波器及其使用方法。2.背景技术滤波器是从通讯到射电天文学的几乎所有电子系统中普遍存在的组件,且大半个世纪以来认为滤波器理论和优化的基本原则是众所周知的。然而,实用滤波器的设计和实施仍然是当今电子界最活跃的研究领域之一。然而,使频谱的阻带部分被吸收而非被反射回到源的无反射滤波器,在很大程度上却被忽视了。标准反射滤波器在许多应用中会导致许多问题,包括:(1)带外端口终端混频器性能的敏感性;(2)具有高带外增益的集成放大器的潜在不稳定性;(3)无功谐波负载导致的有害或不可预知的非线性效应;(4)谐波含量大的高功率发射器的潜在损害;和(5)在滤波器和耦合到封闭腔室内的另一不佳匹配组件之间的捕获能量导致的泄漏、干扰或串扰。有许多实际情况,在这之中由传统滤波器在其阻带中呈现的无功终端影响系统性能。例如,混频器对于存在于其任何端口上的带外终端极其敏感,而这正是滤波器在许多外差应用中最有可能的情况。宽带系统设计师通常通过在混频器附近的信号路径中插入固定衰减器来解决此问题。同样的,高增益放大器(尽管它们可能在测试固定装置中绝对稳定)会容易形成封闭环境中的不稳定性,在该封闭环境中非预期的反馈在其输入或输出上与无功带外终端相结合。同样,滤波器通常邻近放大器使用,以更好地确定系统带宽,以及滤波器的阻带阻抗可能需要加装衰减器,以避免造成稳定性问题。制备同时与通带和阻带相匹配的滤波器的一个常规做法,是设计一个使用两个或两个以上具有来自单独加载(反射)原型的互补导纳曲线滤波器的双工器(或复用器),以及终止除了这些滤波器的与负载匹配的一个滤波器之外的所有滤波器。这是一个相当复杂的过程,需要使得作为相同阶传统滤波器的不同组件的数量至少加倍,以及将只能在两个端口的一个端口上匹配。另一种可选设计是在均衡配置中使用两个正交混合或通过使用定向耦合结构来制备定向滤波器。然而,难以设计具有足够带宽的正交混合,以及实质上定向滤波器结构不适合将自身用于高阶执行。因此,希望具有在其阻带中不将信号反射回到源的无反射滤波器。此外,希望具有在所有频率下并在两个端口匹配良好的无反射滤波器。
发明内容
本发明致力于解决与传统滤波器相关的一些问题和缺点,并提供适于带选择以及适于在电子系统中定义的新资源。发明的实施例涉及无反射滤波器。该滤波器可以是对称的双端口电路,其包括至少一个基本无损元件以及至少一个基本有损元件。对称电路可沿对称线分为两个部分,而且当端口分别以同相和180°异相驱动时,利用偶数模式和奇数模式等效电路,可形成对称电路。此外,对于选定的标准化阻抗,偶数模式等效电路的标准化输入阻抗可大体上等于奇数模式等效电路的标准化输入导纳。滤波器可具有至少一个无损元件,其可为电感器、电容器、变容二极管、谐振器、以及传输线和/或至少一个可为电阻器的有损元件的其中一种。在某些实施例中,至少一个电路元件是可调谐的。滤波器可以是一个低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器、或带阻滤波器。滤波器还可包括在电路节点和对称线之间的至少一个分流元件。滤波器可为一阶,二阶或高阶滤波器。在某些实施例中,所有电感器都具有相同的值,以及所有电容器具有相同的值。此外所有电阻器可具有相同的值。在某些实施例中,滤波器可为带通滤波器和带阻滤波器之一,以及所有的电阻器可具有相同的值,所有的电感器为两个值之一,以及所有电容器为两个值之一。在某些实施例中,滤波器是低通滤波器和高通滤波器之一,以及 L = Z 0 ω p ]]> C = Y 0 ω p ]]>R=Z₀其中L是所有电感器的电感,C是所有电容器的电容,R是所有电阻的电阻,ω_p是弧度/秒的极点频率,Y₀为标准化导纳,以及Z₀是标准化阻抗。在其它实施例中,滤波器是带通滤波器和带阻滤波器之一,具有第一极点和第二极点,以及 L s = Z 0 ω s ]]> L x = Z 0 ω x ]]> C s = Y 0 ω s ]]> C x = Y 0 ω x ]]>R=Z₀其中电感器的电感为L_x和L_s之一,电容器的电容是C_x和C_s之一,电阻器的电阻为R,Y₀为标准化导纳,Z₀是标准化阻抗,以及ω_s=ω_p,2-ω_p,1 ω x = ω p , 1 ω p , 2 ω p , 2 - ω p , 1 ]]>其中ω_p,1和ω_p,2分别是第一和第二极点频率。在某些实施例中,两个对称的对半电路可以包括:一个端口节点、第一内部节点、第二内部节点、将端口节点连接到对称线上节点的第一种类型的无损元件、将端口节点连接到第一内部节点的第二种类型的无损元件、将第一内部节点接地的第一种类型的无损元件、将第一内部节点连接到第二内部节点的有损元件、将第二内部节点接地的第二种类型的无损元件、以及在第二内部节点和对称线上节点之间的直接连接。有损元件可以是一个电阻器。第一种类型的无损元件可以是一个电感器,而第二种类型的无损元件可以是一个电容器或反之亦然。在其它实施例中,第一种类型的无损元件是并联的电感器和电容器,以及第二种类型的无损元件是串联的电感器和电容器。但在其它实施例中,第一种类型的无损元件是串联的电感器和电容器,第二种类型的无损元件是并联的电感器和电容器。在某些实施例中,许多无反射滤波器可级联。级联滤波器的极点可重合或分散。滤波器可由另一无反射滤波器的缩放或变换得到。电路元件可为集总元件的等效或近似的传输线,和/或集总元件的等效或近似的晶体管电路。在某些实施例中,晶体管是场效应晶体管或双极晶体管。在其它实施例中,晶体管是CMOS或BiCMOS。在某些实施例中,至少一个电路元件可以是二极管或隧道结。电路元件的物理介质可以是同轴电缆,波导,电线引线、表面贴装,以及单片集成之一。在某些实施例中,至少一个电路元件是超导体。本发明的其它实施例涉及包括本发明的无反射滤波器的组装件。在组装件的某些实施例中,滤波器与其它无反射滤波器、放大器、混频器、探测器、和/或传统滤波器级联。组装件可为增益模块,可调谐滤波器,滤波器库,多路复用器,信号源,增频变频器或降频变频器,发射器,接收器或收发器。本发明的其它实施例涉及无反射滤波器的设计方法。本发明的步骤包括:将电路限制为对称的;选择一个标准化阻抗;和限制偶数模式等效电路的标准化输入阻抗使其大体等于奇数模式等效电路的标准化输入导纳。该方法还可以包括:将偶数模式等效电路拓扑结构限制为包括高通、低通、带通、以及带阻的滤波器组的其中之一,其中一个端口终止;将奇数模式等效电路拓扑结构限制为偶数模式电路拓扑结构的对偶结构;调整偶数和奇数模式的电路拓扑结构,以满足对称条件,同时保持电路的行为;和限制电路元件的值,以便还满足对称性和对偶条件。某些实施例还可包括在电路节点和对称线上节点之间加入新的元件;给电路元件分配值以便在所需位置形成至少一个传输极点;将多个无反射滤波器级联;和/或将极点位置设置为重合和分散之一。某些实施例还可以包括选择非常接近无反射滤波器拓扑结构中的电路元件电路特性的物理组件。物理组件可以是集总元件、传输线和晶体管的其中之一。此外,物理组件可以是同轴电缆、波导、电线引线、表面贴装、以及单片集成的其中之一。在下述的部分说明书中提出本发明的其它实施例和优点,以及部分从该说明书显而易见或可从本发明的实践中汲取。
附图说明
仅仅通过实例的方式以及参考附图更详细地描述本发明,其中:图1是一个对称的双端口网络的框图。图2是在无反射低通滤波器的推导中使用的一对双高通电路的示意图。图3是在改型后以便满足对称条件后的一对双高通电路的示意图。图4是一个任意阶无反射低通滤波器的示意图。图5是扩大n阶的低通无反射滤波器拓扑结构的示意图。图6是示出适于一阶、二阶和三阶无反射低通滤波器的模拟传输特性的图。图7是示出在其中极点为重合或分散的四节级联无反射低通滤波器的模拟比较图。图8是示出适于四节无反射低通滤波器的模拟增益(实线)和群延迟(虚线)的图,其中电感Q从4变化至64。图9a是一阶低通无反射滤波器的示意图。图9b是一阶高通无反射滤波器的示意图。图9c是一阶带通无反射滤波器的示意图。图9d是一阶带阻无反射滤波器的示意图。图10a-10d是示出图9a-9d所示的一阶滤波器的频率响应曲线。图11a是当信号处于滤波器通带时通过电路的信号路径。图11b是当信号处于滤波器阻带时通过电路的信号路径,。图12是与传统Butterworth和Chebyshev滤波器相比的适于四节级联无反射滤波器的插入损耗和复杂增益斜率的图。图13是无反射低通滤波器原型的布局。图14是无反射带通滤波器原型的布局。图15是无反射低通滤波器原型的测量性能对模拟性能的图。图16是无反射带通滤波器原型的测量性能对模拟性能的图。图17是利用了集成无反射滤波器的优势的降频变频器的图。具体实施例如在此具体体现和广义概述的那样,此处的说明提供本发明的具体实施例。然而,披露的实施例可仅仅是本发明的示例性实施例,而本发明可以各种形式和替换形式体现。因此,具体结构和功能细节并不意旨是限制性的,其用意是,它们提供权益的基础以及作为教导本领域技术人员以各种方式实施本发明的代表性基础。能够由本发明实施例解决的问题是适于在所有频率下匹配良好的电子滤波器的电路拓扑结构和设计技术。令人惊讶地发现,这种滤波器具有一些意想不到的优势,包括无论是在其通带或阻带或过渡带中的在它们的输入和输出端口上的最小反射。这些滤波器的回波损耗在所有频率下大体是无限的。另一方面,在传统的滤波器中,阻带抑制是通过向信号源反射回频谱不需要部分而不是吸收它们而实现的。瞬时滤波器是由集总元件电阻、电感器和电容器、或等效传输线构成,且可以适合应用的任何形式(如波导、同轴电缆、电线引线、表面贴装、单片集成)实施。图1示出了任意的对称双端口网络。虽然无反射滤波器无需对称性,但是优选实施例是对称的。在这样的网络中,如果这两个端口用相同的信号幅度和匹配的相位来同时激励,那么将不存在从对称面的一个侧面穿越到另一侧面的电流。这就是所谓的偶数模式。同样,如果两个端口用相同的幅度但180度异相的相位来激励,那么位于对称面上的所有节点应该具有相对于地面的零电势。这就是所谓的奇数模式。因此,它可能具有两个单端口网络,每个都包含原来的双端口网络元件的一半,位于对称面上的节点要么开路要么短路至地。这些可以分别称为偶数模式等效电路和奇数模式等效电路。等效电路是保留所有原(往往比较复杂)电路的电特性的电路。然后将原双端口网络的散射参数给出为偶数模式和奇数模式等效电路的反射系数的叠加,如下: s 11 = s 22 = 1 2 ( Γ even + Γ odd ) - - - ( 1 ) ]]> s 21 = s 12 = 1 2 ( Γ even - Γ odd ) - - - ( 2 ) ]]>其中s_ij是从端口j到端口i的散射系数,以及Γ_even和Γ_odd分别是偶数模式和奇数模式等效电路的反射系数。因此,适于完美输入匹配S11=0的条件源于(1),如下:Γ_even=-Γ_oddxa0xa0xa0xa0(3)这等于说偶数模式输入阻抗与标准化的奇数模式输入导纳是相等的(或反之亦然):z_even=y_oddxa0xa0xa0xa0(4)其中z_even是标准化的偶数模式阻抗,以及y_odd是标准化的奇数模式导纳,如果偶数模式和奇数模式电路是相互对偶(如电感器由电容器取代,分流元件由串联元件取代)这是满意的。此外,结合(2)和(3),原来的双端口网络的传输功能直接由偶数模式反射系数给出:s₂₁=Γ_evenxa0xa0xa0xa0(5)在实践中,数学上完美的输入匹配是无法理想地获得的。此外,在一些应用中,有意地允许有利于其它滤波器特性(如截止陡度)的输入匹配的少量降级会是有利的。在这种情况下,方程(3),(4),(5)将只保留近似真实性。利用方程(4)和(5)都可以得到适于无反射低通滤波器、无反射高通滤波器、无反射带通滤波器、以及无反射带阻滤波器的拓扑结构。为了便于描述,描述低通滤波器的推导,但类似的程序可以由本领域的技术人员使用来得到无反射高通滤波器,无反射带通滤波器,以及无反射带阻滤波器。图2示出了双高通电路。图2左侧示出了一个高通滤波器,其一端终止于偶数模式电路。由于该偶数模式滤波器的传输特性是高通的,反射特性可以是低通的,从而总的两个端口也可以是低通的。在图2的右侧将这个网络的对偶性示出为奇数模式等效电路。图2所示的电路可能不会显现为如图1所示的二端口网络的偶数模式和奇数模式组件,因为它们显现为并不满足对称条件。然而,通过对拓扑结构进行不影响电路行为的改型可以恢复对称性。例如,这样的步骤在图3中示出。在图3所示的步骤包括(不是一定要按此顺序):A)在偶数模式电路的输入节点和对称面之间增加电感器。由于对称面相当于偶数模式的开路,该电感器不起作用。B)颠倒电容和电阻的顺序,它们在偶数模式电路的末端是串联的。C)将直接连接从在步骤B)中的电容和电阻之间的节点拖到对称面。这在偶数模式中成为开路,且对电路行为没有任何影响。D)将奇数模式电路中第一分流电感器的接地从绝对接地改为虚拟接地(其在奇数模式中由对称面限定)。E)在奇数模式电路的输出电阻的接地由绝对接地改为虚拟接地。F)在奇数模式电路中在绝对接地和虚拟接地之间增加一个电容器。由于两端接地,对电路行为没有任何影响。图4示出了形成的无反射低通滤波器拓扑结构的一个实施例。对称性表明分配到的电感器和电容器的特定值应在两侧相等,同时满足图2中隐含的对偶条件。此外,通过在电路节点和对称面之间增加分流元件可获得附加的灵活性,其保持对称且对偶数模式电路没有影响,但对于奇数模式电路值提供了额外的自由度。同样,任何类型的元件可与最终电容器串联的方式增加,然后刚好在电阻器之前由通过对称面的对偶组件进行平衡。这些操作都保持对称性且允许满足对偶限制。图5示出了无反射低通电路拓扑结构的另一实施例。在如图所示的电路元件的值可受到如下限制以满足对偶条件: C 1 = 1 Z 0 2 · L a , 1 2 - - - ( 6 ) ]]> L b , k = Z 0 2 · C k - 1 - - - ( 7 ) ]]> C k = 1 Z 0 2 · L a , k L b , k L a , k + 2 L b , k - - - ( 8 ) ]]> C n + 1 = 1 Z 0 2 · 2 L a , n + 1 L b , n + 1 L a , n + 1 + 2 L b , n + 1 - - - ( 9 ) ]]> L x = Z 0 2 C x - - - ( 10 ) ]]> R 2 = Z 0 2 · 2 R 1 R 1 2 - Z 0 2 + 2 R 1 R 3 - - - ( 11 ) ]]>在上述方程中,Z₀是标准化阻抗。附加的元件可能不会导致更好的滤波器响应,因而常常完全可以省略,这样:R₂=∞xa0xa0xa0xa0(12)R₃=0xa0xa0xa0xa0(13)L_a,k=∞xa0k>1xa0xa0xa0xa0(14)L_x=C_x=0xa0xa0xa0xa0(15)图6示出了一阶,二阶和三阶无反射低通滤波器的模拟响应。虽然高阶滤波器可能会导致脉冲成形器截止特性,但是它们还可能会形成更高的带外峰值。阻带峰值对于一阶滤波器而言刚好是-14分贝一下,对于二阶滤波器而言是-4分贝以下,以及对于三阶滤波器而言是-2分贝以下。因此,优选的实施例采用一阶滤波器。改进的滤波器特性可通过级联滤波器节而实现。由于滤波器节被基本匹配,因此在级联它们的过程中没有固有困难。在优选的实施例中,其中节是一阶的,每节级联将提供额外14.5分贝的阻带抑制。不同于传统的滤波器,无反射滤波器节不需要彼此邻近工作。因此,它们可以分布在整个信号路径,以满足应用所需的动态范围和隔离要求。此外,该滤波器可级联至少有一个放大器,混频器,探测器,和传统的滤波器。在多个单极点节级联的实施例中,所有极点都是重合的或可为分散的。图7示出了这两种方法的比较。由于超越单极点滤波器的第一极点的阻带传输特性的斜率相对平坦,在极点展开中没有太大的优势。用四个节级联峰值阻带抑制仅仅从58分贝改善到61分贝。在这一水平上,与单独节的调谐相比,最终抑制将取决于组件容差。通带的实际滤波器损耗将通常受到电感器品质因数(“Q”)的控制。图8示出电感器品质因数Q为4,8,16,32和64的四节低通滤波器的模拟损耗,其中Q是在100MHz下评估的。注意,直到利用该电路拓扑结构使得Q下降到低于约8之前,Q对于阻带水平几乎没有影响,且不会影响通带响应。图8中也示出了群延迟,在整个通带内具有非常类似于极大平板滤波器的单调特性。在另一实施例中,应该注意在将方程(12)至(15)代入到方程(6)-(11)中之后,在图4的低通滤波器拓扑结构中的第一个电感(L_a,1)和最后的电容(C_n+1)与所有其余仅相差因数2。通过将第一电感器分成两个串联电感器,以及将最后的电容器分成两个并联的电容器,结果形成滤波器的拓扑结构,其中所有电感、所有电容、和所有电阻都相等,减少了选择极点频率的设计问题。可以对高通、带通和带阻滤波器采取类似的说法,其可以类似于上述的方式产生。在图9a-9d中示出最终的级联无反射滤波器节。在图10a-10d中示出它们相应的频率响应。适于低通和高通滤波器的设计公式是: L = Z 0 ω p - - - ( 16 ) ]]> C = Y 0 ω p - - - ( 17 ) ]]>R=Z₀xa0xa0xa0xa0(18)其中L是所有电感器的电感,C是所有电容器的电容,R是所有电阻的电阻,ω_p是弧度/秒的极点频率,Y₀为标准化导纳,以及Z₀为标准化阻抗。对于带通和带阻滤波器,每个可具有两个极点(下极点和上极点),设计公式为: L s = Z 0 ω s - - - ( 19 ) ]]> L x = Z 0 ω x - - - ( 20 ) ]]> C s = Y 0 ω s - - - ( 21 ) ]]> C x = Y 0 ω x - - - ( 22 ) ]]>R=Z₀xa0xa0xa0xa0(23)其中电感器的电感为L_x和L_s之一,电容器的电容是C_x和C_s之一,电阻器的电阻为R,Y₀为标准化导纳,Z₀为标准化阻抗,以及ω_s=ω_p,2-ω_p,1xa0xa0xa0xa0(24) ω x = ω p , 1 ω p , 2 ω p , 2 - ω p , 1 - - - ( 25 ) ]]>其中ω_p,1和ω_p,2分别是上极点和和下极点频率。虽然利用电阻,电容和电感示出了实施例,但是可以使用任何无损或有损元件。一般情况下,滤波器可仅包含“有损元件”(一个可能的例子是电阻)和“无损元件”(其可以是电感器、电容器、谐振器、变容二极管、和/或传输线)。此外滤波器的某些元件可为可调谐元件、二极管、和/或隧道结。虽然所示实施例包括特定阶的元件,这些元件可为任意阶。此外,在某些实施例中,两个或多个相同的元件或两个或两个以上不同的元件可以串联或并联连接在一起。在滤波器中可以使用集总元件,集总元件的等效或近似的传输线,和/或集总元件的等效或近似的晶体管电路,或其任意组合。如果使用晶体管,晶体管可为场效应晶体管、双极晶体管、CMOS晶体管和/或BiCMOS晶体管。用于制备上述元件的介质可以是本领域中已知的任何介质,包括但不限于:同轴电缆,波导,电线引线、表面贴装,以及单片集成。每个电路元件可为超导体。滤波器可用于增益模块,可调谐滤波器,滤波器库,多路复用器,增频变频器或降频变频器,发射器,接收器,收发器,或信号源内。在图11a-11b中示出信号采取的通过图9a-9d中滤波器的路径。在该附图中,元件(电阻,电感,电容,以及串联和分流组合)由矩形阻抗元件任意表示。实心矩形表示相对低的阻抗,而灰色元件表示相对高的阻抗。当一个信号处于滤波器的通带内时,如图11a所示,它直接从一个端口通过到达其它端口。当一个信号处于滤波器的阻带内时,如图11b所示,它阻止在端口之间通过,而取而代之的是直接发送到电路中的吸收电阻。无反射滤波器的拓扑结构除了其无反射性能之外,还具有优于传统滤波器的某些其它优势。在图12中,在4节级联无反射低通滤波器,具有0.05dB波纹的7极点Chebyshev滤波器,以及7极点Butterworth滤波器之间进行了比较。如图12所示,复杂增益斜率明显低于同一频段Butterworth或Chebyshev滤波器的复杂增益斜率,这将导致在需要具有匹配的复杂增益的两个滤波器的系统中校准的更高稳定性和精度。此外发现,无反射滤波器在相同的频率范围下需要比Butterworth或Chebyshev滤波器值更低的无功元件,以便于在更高的频率下实施。此外,无反射滤波器对于有损组件更加宽容,具有的插入损耗是具有相同Q的电感器的Chebyshev滤波器的插入损耗的大约一半。下面的实例说明发明的实施例,但不应被视为限制本发明的范围。实例为了测试一些代表性实施例,使用廉价的,离散的,表面贴装元件构建和测量两个原型滤波器。第一个原型是一个低通滤波器,其由图9a中示出的滤波器的四个级联单极点节构成,其中所有四个极点被调谐到325兆赫。第二个原型是一个带通滤波器,其由图9c中示出的三个一阶滤波器构成,上极点和下极点分别在110兆赫和310兆赫。在图13和14中示出这些原型的布局。在图15和图16中示出它们的测量和模拟的性能曲线。数据显示测量和理论之间的相符性,虽然其实在模拟中仅使用理想的电阻器,电感器和电容器。上述示出为了执行这些滤波器,不需要非常高品质的组件,尤其是电感器。电感器明确具有的Q为8以及公差为±2%,以及电容器的明确公差为±5%。由于在某些实施例中,低通滤波器中的所有电感器具有相同的值,以及为带通滤波器的两个值之一,组件都可按顺序从同一地段拖来,所以相互比较而言,组件的相对公差可能会好于由制造过程给出的绝对公差。对于电容和电阻而言,这也是成立的。在模拟过程中,反射系数均为零,但在实践中,它取决于组件的公差。尽管如此,在两个滤波器的通带和过渡带中所测量的回波损耗超过65分贝,以及在高达1GHz的整个测量范围内超过35分贝。同样,低通滤波器获得了53分贝的峰值阻带抑制,而58分贝是模拟的,而带通滤波器获得43分贝的水平,几乎完全与模拟匹配的。在约800兆赫下在带通滤波器中存在寄生共振,但由于该峰值在-45分贝的水平,在实际使用中不太可能导致任何问题。在另一个实例中,无反射低通滤波器被集成到L-带(1200-1700兆赫)的降频变频器内,如图17所示。在该实施例中,将两个无反射低通滤波器用作抗混叠滤波器。每个滤波器由图9a所示类型的4节构成。它们与诸如放大器和混频器的其它组件级联,并已分布在整个IF路径,以便使所有组件最好地利用带外填充,并将接收器中的动态范围最大化。该滤波器采用廉价的表面贴装元件来执行。滤波器之间的复杂增益匹配(当与如图12所示的其它滤波器类型相比时)允许该降频变频器获得在超过摄氏12度的环境温度范围下所测量的高于50分贝的镜像抑制。考虑了这里公开的本发明说明书和实践之后,本发明的其它实施方案和使用对于本领域的那些技术人员而言是显而易见的。此处列举的所有引用,包括所有出版物,美国和外国专利和专利申请,都明确且全部结合于此作为参考。说明书和实例意旨被认为仅仅是示例性的,因为本发明的真正范围和精神由下述权利要求进行限定。此外,术语“包括”包含术语“由......构成”和“基本由......构成”。